Максимальный ток через диод VD3
|
Параметр |
Схема с низковольтной накачкой |
Схема с высоковольтной накачкой |
|
Максимальнее напряжение коллектор — эмиттер |
nUвых/бmin |
 |
|
Максимальный ток через диод VD3 |
 |
 |
|
Диапазон изменения б для стабилизации в условиях двухкратного изменения U ах. |
 |
 |
|
Связь Uвых С U ах |
 |
 |
|
Минимальная индуктивность первичной обмотки трансформатора |
 |
 |
ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ДЛЯ БЫТОВОЙ АППАРАТУРЫ
Большинство из описываемых ниже схем ИИЭ было пер;воначально создано для телевизионных приемников. Однако они, за исключением схем, в которых функции ИИЭ частично совмещаются с функциями выходного каскада строчной развертки, могут быть использованы и в другой бытовой радиоаппаратуре с эквивалентной потребляемой мощностью нагрузки.
Первоначальное распространение ИИЭ преимущественно в телевизионных приемниках объясняется двумя причинами, облегчавшими решение схемно-кон-структпвных вопросов для этого вида аппаратуры. Во-первых, чувствительность телевизионных приемников к создаваемым ИИЭ помехам значительно «иже, чем аппаратуры звуковоспроизведения, особенно высококачественного. Во-вторых, телевизионные приемники отличаются относительным постоянством мощности, потребляемой в нагрузке. Переменная часть этой мощности обусловлена изменениями яркости экрана при смене сюжетов и составляет не более 20 Вт (приблизительно 30% максимальной потребляемой мощности).
Для стереофонического усилителя с выходной мощностью, например 2X20 Вт колебания мощности достигают 70 — 80 Вт (приблизительно 70 — 80% максимальной потребляемой мощности). Поэтому для этого класса радиоаппаратуры ИИЭ получаются более дорогостоящими из-за необходимости использования двухтактных схем или более сложных стабилизаторов.
Ниже рассмотрены некоторые практические ИИЭ, прошедшие этапы опыт-до-конструкторских разработок и успешной опытной эксплуатации.
ОДНОТАКТНЫЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ АВТОГЕНЕРАТОРНОГО ТИПА
Схема, приведенная на рис. 24, была предложена в 1974 г. [5], однако ее практическое воплощение стало возможным лишь после освоения в массовом производстве соответствующих электронных изделий: мощных высоковольтных транзисторов, быстродействующих выпрямительных диодов, электролитических конденсаторов с малым RaM, ферритовых магнитопроводов для импульсных силовых трансформаторов. В настоящее время этот преобразователь является базовым для ИИЭ цветных телевизионных приемников. Его преимуществами являются малое число использованных элементов, хорошая стабильность выходных напряжений при колебаниях сетевого напряжения в пределах -}-15ч — 20% и мощности нагрузки до 30%. Кроме того, он обладает внутренней защитой от аварийных режимов короткого замыкания и холостого хода. По принципу действия преобразователь является мощным однотактным автогенератором с трансформаторной ОС и «обратным» включением выпрямителей напряжений нагрузки.
Рис. 26. Временные диаграммы (о) для схемы рис. 24 и аппроксимация вольт - амперной характерист и к и выпрямительного диода (б)
Процессы, определяющие частоту автоколебаний, а также отдаваемую преобразователем мощность, поясняются с помощью временных диаграмм рис. 26,а.. Когда VT3 отперт, через него и первичную обмотку трансформатора протекает линейно нарастающий ток i1 (на рис. 26,а изображен штриховой линией). В это время на резисторах R7, R22 включенных последовательно в цепь коллекторного тока, вырабатывается линейно нарастающее напряжение отрицательной по отношению к эмиттеру VT3 полярности.
Это напряжение поступает на катод тиристора VD16. Когда разность потенциалов между управляющим электродом и катодом тиристора достигает 0,6 — 0,7 В, происходит его включение, которое вызывает разряд конденсатора С24 и запирание транзистора в конце интервала времени t1. Когда VT3 запирается, открываются выпрямительные диоды, подключенные к нагрузке. Для упрощения дальнейших рассуждений будем считать, что имеется лишь один выпрямитель, подключенный к нагрузке, тогда размах тока, протекающего через диод выпрямителя, приблизительно равен I1maxn/n, где I1max — максимальный размах тока через первичную обмотку Wi-з; n и n — соответственно коэффициент трансформации и КПД трансформатора.
Энергия, запасенная в индуктивности Li первичной обмотки, передается в нагрузку в течение интервала tz, в конце которого транзистор отпирается вновь. Пользуясь уравнением баланса мощностей, можно определить отдаваемую в нагрузку мощность:
Pн = E2п n t1F/2L1, (13)
где Eп — напряжение питания преобразователя; F — частота автоколебаний.
С помощью усилителя постоянного тока на транзисторе VT4, включенного в цепь стабилизирующей ОС преобразователя, можно изменить напряжение, подаваемое на управляющий электрод тиристора VD16. Тем самым достигается регулировка интервала t1, а следовательно, и энергии, накапливаемой в трансформаторе. Таким образом, интервал ti определяется скоростью нарастания тока i1 и напряжением на управляющем электроде тиристора.
Длительность интервала t2, соответствующего запертому состоянию транзистора, определяется временем протекания тока i2 через выпрямительный диод. Во время протекания этого тока на обмотке ОС w11 — 13 (выводы 11 — 13 трансформатора) действует напряжение отрицательной полярности
U0 с (t) = — М di2/dt, где М — взаимная индуктивность между обмотками w1-3 и w11-13. Это напряжение запирает транзистор VT3.
Ток i2 изменяется по-разному в интервалах времени t'2 и t"2. В интервале t'2 изменение тока происходит при полностью отпертом выпрямительном диоде, когда его динамическое сопротивление RД2 (рис. 26,6) равно 1 — 2 Ом.
С достаточной степенью точности ток iz на этом участке определяется выражением:
i2(t)=I2mаx( 1 — Uн* t/L2I2max) , (14)
где La — индуктивность вторичной обмотки трансформатора: Uи — напряжение на нагрузке. Из выражения (14) можно приблизительно оценить t'2=L2I2max/Uн.
В интервале t"2 изменение тока происходит при большом и, строго говоря, нелинейном динамическом сопротивлении диода Rдь Характер изменения тока близок к квадратическому, поэтому напряжение на коллекторе (рис. 26,а), a также Uo.c в интервале t"z спадают почти линейно. Этим объясняется характерный «скол» вершины импульса UКэ перед включением транзистора.
Включение транзистора происходит в конце интервала tz, когда
UC25(t)-U0.с(t2)>UБЭпор, (15)
где Неги — напряжение на конденсаторе С25; UБЭ пор — пороговое напряжение отпирания транзистора.
Выключение транзистора происходит в конце интервала t1, определяемого
формулой
l1 = (Uу min — Uрег + iс R18) L1/RKEп,
где Uymin — напряжение между управляющим электродом и катодом тиристора; Uper — регулирующее напряжение на коллекторе VT4; i0 — ток спрямления тиристора; RK — сопротивление в катодной цепи тиристора.
На рис. 27 приведены расчетные зависимости частоты автоколебаний преобразователя от обобщенной нагрузки: 6Н — Rнn/L2 Для разных значений t1.
При расчетах принято, что T — 1/F — t1+t'2+t"2. Переходные процессы при ра-чете не учитывались, так как время включения и выключения применяемых в ИИЭ транзисторов не превышают 1 — 1,5 мкс, что составляет 5 — 7% от периода.
С помощью рис. 27 можно выбрать индуктивность первичной обмотки трансформатора Lb пределы изменения F и t1 в режиме стабилизации. Исходной точкой для расчета является выбор Fmin и Qmin — T/t1max, соответствующих режиму максимальной отдаваемой в нагрузку мощности. Частоту Fmim для бытовой аппаратуры выбирают в пределах 20 — 25 кГц (вне пределов диапазона звуковых частот).
Скважность Qmm связана с максимально допустимым рабочим напряжением на коллекторе транзистора UKg max. Из рассмотрения эпюры UKc, (t) на рис. 26,а следует, что
Полуэмпирические зависимости t"2/2t1 от би приведены на рис 28. Поскольку в начале расчета бн и t1 неизвестны, в качестве первого приближения принимают t"2/2t1=0,4 — 0,5, а б конце проверяют UКэ тах. При расчете используют также приближенную формулу для коэффициента трансформации:
и соотношение 6Н тмх = бн min Pн mах/Рн min, вытекающее из условия постоянства выходного напряжения при изменении мощности в нагрузке.
Рис. 27. Расчетные зависимости частоты автоколебаний F (сплошные линии) и величины PHЕi (штрихоховые линии) от обобщенной нагрузки бн для схемы рис. 24
Пример. Заданы: Fmin = 22 кГц, n=0,8, Eп = 300 В, £7Н1 = 64 В, phi max = 60 Вт, PHlmin = 40 Вт, Uн2 = 24 В, РН2 = 20 ВТ, UкЭ рабтаХ = 450 В.
1. Определяем минимально допустимую скважность Qmin >300/450 — 300 + + 1+0,45 = 3,45. Принимаем Qmin = 3,5.
2. Задаваясь Fmin и Qmin, при максимальной мощности из семейства кривых F(6H, t1) определяем: t1max=13 мкс. 6Hmin = 0,2.
3. Из семейства кривых PнLi=f(бB, ti) находим PsLi= 1,36-105 Вт-мкГн.
4. Задаваясь Рнтах=80 Вт, находим Lt=1700 мкГн.
5. При снижении суммарной мощности до 60 Вт определяем 6Н max = 0,2 (80/60) = = 0,266.
6. При PHmin = 60 Вт, определяем PHL1 = 10200 Вт*мкГн.
7. Пользуясь рис. 27, по пересечению координат бн = 0,266, РНL1 = 10200 находим t1=10 мкс.
8. По кривым РнL1 при Рн min находим частоту Fmах = 28,8 кГц и скважность Q = 3,47.
9. Пользуясь (17), рассчитываем коэффициенты трансформации: п1 = 0,45, .п2 = 0,17.
10. По (17) и рис. 28 при PHmin проверяем выходные напряжения: UH1 = 65,6 В и Uн2 = 24,5 В.
Первоначальный запуск автогенератора производится полуволной сете-.вого .напряжения в момент заряда конденсатора С23 через диод VD6, резистор R9 и цепь базы VT3 (см.
рис. 24). Защита от коротких замыканий в нагрузке и других причин увеличения импульса тока через транзистор обеспечивается выбором специального режима работы тиристора VD16. В стационарном режиме суммарное напряжение на его управляющем электроде отрицательное. Оно создается благодаря диоду VD15, выпрямляющему отрицательную полуволну напряжения на обмотке ОС 11 — 13. Пилообразное напряжение на резисторе R7, создаваемое эмиттерным током транзистора VT3, также имеет отрицательную постоянную составляющую относительно управляющего электрода тиристора. Если в нагрузке возник режим, близкий к короткому замыканию, скорость спада тока через выпрямительный диод резко уменьшается, при этом уменьшается и размах импульсного напряжения на обмотке ОС. Напряжение на управляющем электроде тиристора становится близким к нулю, и тиристор открывается даже при небольшом увеличении тока коллектора. Обычно в таком режиме автоколебания в течение нескольких периодов срываются и возникают снова лишь после повторного прихода импульса первоначального запуска. Если короткое замыкание к этому времени устранилось, то преобразователь снова переходит в нормальный стационарный режим.
Рис. 28. Полуэмпирические зависимости t"2/2t1 от обобщенной нагрузки бн = Rнn/L2
Диод VD11 служит для стабилизации напряжения на конденсаторе С25, что необходимо для более четкой фиксации момента включения транзистора VT3 [см. формулу (12)]. Иногда последовательно с VD11 включают второй диод, для того чтобы напряжение на конденсаторе С25 с запасом превосходило UЕЭ транзистора VT3. Диод VD13 обеспечивает прохождение постоянной составляющей тока базы VT3, a VD14 — постоянной составляющей тока тиристора VD16.
Транзистор VT4 служит регулятором интервала ti и, следовательно, энергии, запасаемой в преобразователе. На него подается выпрямленное напряжение со вспомогательной обмотки 9 — 15 силового трансформатора. Когда это напряжение повышается, ток через VT4 возрастает.
При этом отрицательное сме щение на управляющем электроде VD16 уменьшается, что приводит к сокращению интервала t1. Таким образом достигается эффект стабилизации.
Эффект холостого хода также является нежелательным для данного преобразователя, поскольку при этом происходит перегрузка транзистора VT3 по «напряжению. Для защиты от холостого хода используется свойство тиристора, заключающееся в значительном времени выключения, которое в условиях схемы рис. 24 составляет 8 — 10 мкс. С уменьшением нагрузки повышается частота работы преобразователя и при F = 50 — 60 кГц происходит срыв автоколебаний, так как сопротивление тиристора полностью не восстанавливается за полпериода автоколебаний. Автоколебания вновь возобновляются лишь после прихода очередного импульса запуска, следующего с частотой сети. В заключение приведем сведения о моточных изделиях схемы (см. рис. 24). Обмотки Wi-2 = w3-i дросселя фильтра L7 содержат 140 витков провода ПЭВ-2 0,31. Магнитопровод Ш 6X6 из материала 2000 НМ1. Импульсный силовой трансформатор Т собран из магнитопровода ШК 13X13 из материала 2500 НМС-2. Обмотка W1-5 содержит 58 витков в два провода ПЭВ-2 0,23, w5-7 — 56 витков в два провода ПЭВ-2 0,23, w11 — 13 — два витка ПЭВ-2 0,35, w9-15 — 12 витков с шагом 1,5 мм провода ПЭВ-2, 023, w2-4 — 46 витков ПЭВ-2 0,23, w6-12 — 62 витка в два провода ПЭВ-2 0,23, w6-12 — четыре витка в два провода ПЭВ-2 0,23, w12-16 — 10 витков в два провода ПЭВ-2 0,23.
